干了這么多年電源設(shè)計(jì)幾乎每天都要和三種電路打交道Buck降壓、Boost升壓以及能升能降的Buck-Boost。不管你是在做手機(jī)快充、車載電源、還是便攜設(shè)備的電源管理最終都要落到這三種最基本的功率拓?fù)渖稀：芏鄤側(cè)胄械墓こ處熆傆X得它們就是三個公式、三種開關(guān)管接法可實(shí)際設(shè)計(jì)起來各有各的脾氣——Buck的環(huán)流、Boost的輸出二極管應(yīng)力、Buck-Boost的控制切換任何一個處理不好都會讓板子發(fā)熱、炸管甚至無法穩(wěn)定工作。這篇筆記我打算用盡量直白的語言把三種電路的工作原理、參數(shù)計(jì)算和實(shí)戰(zhàn)中容易踩的坑一次性講透適合剛接觸電源的硬件工程師也適合想深挖原理的老手。1. 三種拓?fù)浣鉀Q的是同一個問題電壓怎么變1.1 從能量搬運(yùn)的角度看三種拓?fù)溟_關(guān)電源本質(zhì)上是把能量從輸入端“搬運(yùn)”到輸出端而這個過程中間靠的是電感儲能。你可以把電感想象成一個水桶開關(guān)管像閥門二極管或同步整流管像單向水輪。Buck、Boost、Buck-Boost的不同之處就在于這個水桶怎么接、閥門怎么開、水往哪邊倒。Buck也叫降壓電路輸入電壓高輸出電壓低。它工作時先把開關(guān)管接通讓輸入給電感充電同時給負(fù)載供電等開關(guān)管關(guān)斷電感里的能量繼續(xù)通過續(xù)流二極管釋放給負(fù)載。整個過程中電感始終在負(fù)載這一側(cè)“續(xù)水”所以輸出電壓的紋波比較小適合把12V降到5V、把24V降到3.3V這種場景。Boost是升壓電路輸入電壓低輸出電壓高。它工作時先讓開關(guān)管導(dǎo)通把電感接到輸入上“灌水”儲能此時負(fù)載由輸出電容放電提供能量開關(guān)管斷開時電感上的電壓會和輸入電壓疊加在一起通過二極管向輸出供電。這就是為什么Boost能升壓——因?yàn)殡姼泻洼斎胧谴?lián)著“一起往外倒水”的。Buck-Boost則更特殊。傳統(tǒng)的拓?fù)漭敵鍪秦?fù)極性的且既能升壓也能降壓。因?yàn)樗哪芰總鬟f方向是先將輸入的能量存進(jìn)電感再把電感上的能量“甩”到輸出端輸入和輸出之間沒有直接的導(dǎo)通通路。如果再加上四個開關(guān)管組成的四開關(guān)結(jié)構(gòu)就能得到真正的非反相Buck-Boost輸入電壓圍繞輸出電壓上下波動時都能穩(wěn)住輸出。1.2 輸入輸出關(guān)系、器件應(yīng)力、適用場景對比三種拓?fù)涞暮诵墓皆谶B續(xù)導(dǎo)電模式CCM下非常簡潔但要注意這些公式只在理想情況下成立實(shí)際占空比要受開關(guān)管壓降、二極管壓降、損耗等因素修正。拓?fù)漭敵雠c輸入關(guān)系CCM開關(guān)管電壓應(yīng)力二極管電壓應(yīng)力輸出電流連續(xù)性典型應(yīng)用BuckVout D * Vin≈ Vin≈ Vin連續(xù)電感串聯(lián)輸出12V轉(zhuǎn)5V、DDR供電、POL模塊BoostVout Vin / (1-D)≈ Vout≈ Vout連續(xù)斬波電感在輸入側(cè)電池升壓5V/12V、LED驅(qū)動反相Buck-BoostVout -D*Vin/(1-D)≈ Vin |Vout|≈ Vin |Vout|不連續(xù)能量中轉(zhuǎn)負(fù)壓發(fā)生器、OLED偏置四開關(guān)Buck-BoostVout D*VinBuck段/ Vout≈Vin過渡/ VoutVin/(1-D)Boost段每種模式內(nèi)與對應(yīng)拓?fù)湎嗨仆秸鞴軈⑴c連續(xù)電感串聯(lián)輸出側(cè)汽車電源、電池寬壓范圍穩(wěn)壓我見過不少新手以為Buck-Boost只要有一句“能升能降”就夠了實(shí)際上接線、地參考、控制策略完全不同。尤其是反相Buck-Boost它的輸出是負(fù)的——如果你在主電源系統(tǒng)里直接用它去產(chǎn)生一個正壓沒注意隔離和參考地整個負(fù)載都會被掛在負(fù)電源上這是非常容易出事故的。1.3 為什么必須區(qū)分連續(xù)模式和不連續(xù)模式三種電路都會出現(xiàn)兩種工作狀態(tài)連續(xù)導(dǎo)電模式CCM和不連續(xù)導(dǎo)電模式DCM。CCM下電感電流在整個周期都不會降到零DCM下電感電流會有一段是零。為什么要說這個因?yàn)檫@直接影響你的環(huán)路穩(wěn)定性、紋波大小和電感的選型。CCM下控制到輸出的傳遞函數(shù)比較“溫和”而DCM下則多出一個極點(diǎn)不易補(bǔ)償。很多集成DC-DC芯片手冊里會給一個電感臨界值就是為了確保在典型負(fù)載下芯片工作在CCM避免模式切換帶來的非線性。這對Buck來說比較寬容DCM也不影響輸出電壓基準(zhǔn)但Boost如果進(jìn)入DCM輸出電壓會隨負(fù)載變化而明顯漂移而且右半平面零點(diǎn)移向高頻環(huán)路更難設(shè)計(jì)。Buck-Boost兩種模式下極點(diǎn)位置差異更大這也是為什么專用的四開關(guān)Buck-Boost控制器要專門做模式切換的算法不是在同一個公式下?lián)Q皮。2. Buck降壓電路從能量角度拆解占空比、電感紋波與同步整流2.1 Buck的開關(guān)時序高壓側(cè)管的”水閘“Buck的經(jīng)典結(jié)構(gòu)是輸入接上管高壓側(cè)MOSFET上管源極接電感電感再接輸出電容和負(fù)載下管或二極管接在開關(guān)節(jié)點(diǎn)和地之間。上管導(dǎo)通時輸入通過電感和輸出電容給負(fù)載供電電感電流上升上管關(guān)斷后電感電流通過下管或續(xù)流二極管繼續(xù)流向負(fù)載電流下降。伏秒平衡告訴我們電感兩端在一個開關(guān)周期內(nèi)的電壓×?xí)r間積分必須相等于是得到占空比D Vout / VinCCM下。這個公式看起來簡單但要注意它隱含一個金屬般的規(guī)律要么調(diào)Vin要么調(diào)D否則Vout定不下來。實(shí)際中由于上管導(dǎo)通有壓降、下管續(xù)流有壓降輸出會比理想值略微偏低所以反饋環(huán)路會略微增大占空比去補(bǔ)。如果你在低溫環(huán)境下測到輸出電壓偏低了0.1V別急著懷疑電感很可能就是死區(qū)時間加長了導(dǎo)致占空比縮小。我在做5V/2A輸出時輸入12V開關(guān)頻率500kHzCCM下占空比約為5/12≈0.42開關(guān)周期2μs上管導(dǎo)通時間約0.83μs關(guān)斷時間1.17μs。實(shí)際控制器會根據(jù)反饋?zhàn)詣诱{(diào)節(jié)但你要以此為基礎(chǔ)去算電感平均電流。2.2 電感值怎么選紋波電流與負(fù)載跳變Buck電感的核心任務(wù)是限制峰值電流、存儲和釋放能量。電感感值越大電流紋波越小但動態(tài)響應(yīng)越慢、體積越大。通常紋波系數(shù)ΔI_L / I_load取20%40%比較折中我對滿載電流2A的設(shè)計(jì)習(xí)慣取0.3也就是紋波電流0.6A。規(guī)則計(jì)算公式放電階段電感電流變化 ΔI_L (Vout / L) * (1 - D) * T反過來也可以寫成 L (Vin - Vout) * D / (f * ΔI_L)。按上面的數(shù)據(jù)L (12 - 5) * 0.42 / (500kHz * 0.6) ≈ 9.7μH所以選標(biāo)稱10μH的電感。實(shí)際我還要看電感的生產(chǎn)廠家的飽和電流是否大于峰值電流I_peak I_load ΔI_L/2 2 0.3 2.3A至少選3A以上飽和電流否則輕載或瞬間負(fù)載變化時電感會飽和電流直接飆升燒管子。還有個容易忽略的細(xì)節(jié)輕載時會進(jìn)入DCM電感電流會出現(xiàn)谷底為零此時如果電容ESR比較大輸出紋波會突然變大。很多手機(jī)快充在低電流檔位要靠PWM頻率降低來維持CCM這是另一套邏輯。你要是用固定頻率控制器就確認(rèn)一下空載或輕載時的紋波是不是在可接受范圍內(nèi)。2.3 同步整流為什么是標(biāo)配死區(qū)時間別搞錯早期Buck用肖特基二極管作為續(xù)流導(dǎo)通壓降0.4~0.5V在低電壓輸出時損耗占比高得嚇人?，F(xiàn)在幾乎都改成同步整流——下管位置放一顆MOSFET替代二極管讓電流流過MOSFEET的溝道而不是結(jié)導(dǎo)通損耗可以做到幾十毫歐×電流效率提升幾個百分點(diǎn)。但同步整流引入了上下管同時導(dǎo)通的直通風(fēng)險(xiǎn)所以控制器必須插入死區(qū)時間。死區(qū)太短上下管直通炸機(jī)死區(qū)太長體二極管導(dǎo)通反向恢復(fù)損耗增大。我調(diào)試時習(xí)慣用示波器看開關(guān)節(jié)點(diǎn)波形讓死區(qū)時間取大概50ns~100ns。更穩(wěn)的做法是直接用帶自適應(yīng)死區(qū)的控制器像TI的TPS54620之類它們在輕載下能夠優(yōu)化。用同步整流還有一個好處整個環(huán)路特性更接近理想開關(guān)模型占空比公式算得更準(zhǔn)。缺點(diǎn)是下管關(guān)斷瞬間開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓會因電感電流突變而尖峰所以開關(guān)節(jié)點(diǎn)的Snubber或合理的柵極電阻不能省。2.4 Buck設(shè)計(jì)容易踩的坑電感飽和、環(huán)路補(bǔ)償、輸出電容第一個坑是電感飽和。電感飽和不是突然的它是電流大到某個點(diǎn)電感量急劇下降導(dǎo)致電流指數(shù)上升。你在data sheet里看到的飽和電流通常是電感量下降20%或30%的點(diǎn)千萬別選擇剛好接近的飽和電流值。以前我做車載降12V轉(zhuǎn)5V那版就是因?yàn)轱柡碗娏鬟x了2.5A滿載2A的時候電感發(fā)熱嚴(yán)重實(shí)測開關(guān)節(jié)點(diǎn)有巨大的尖峰查了半天才看到峰值電流接近飽和區(qū)間。第二個坑是輸出電容的ESR和直流偏壓特性。陶瓷電容在直流偏壓下有效容量會下降尤其X5R/X7R25V額定值下加到12V可能只剩一半電容量。算紋波電壓不能只看標(biāo)稱容值得查容值-電壓曲線。第三個坑是環(huán)路補(bǔ)償。峰值電流模式控制的中等功率Buck用得最多次諧波振蕩通常靠斜坡補(bǔ)償解決。如果你發(fā)現(xiàn)輕載時開關(guān)頻率出現(xiàn)分頻現(xiàn)象甚至電感電流出現(xiàn)“抖動”多半是斜坡補(bǔ)償不夠。這時候需要看數(shù)據(jù)手冊的斜坡補(bǔ)償設(shè)置或者將電感值增大一點(diǎn)來降低電流環(huán)增益。3. Boost升壓電路二極管輸出擺在那里的時候別忽略右半平面零點(diǎn)3.1 Boost的升壓秘密閉合時儲能斷開時釋放Boost電路的結(jié)構(gòu)是輸入直接接電感一端電感另一端接開關(guān)管漏極同時接二極管陽極二極管陰極是輸出。當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時電感兩端接在輸入和地之間電感電流上升把能量以磁場形式儲存此時輸出只能靠輸出電容維持。當(dāng)開關(guān)管斷開時電感電流不能突變電感上會產(chǎn)生一個反向電壓使得二極管導(dǎo)通輸入電壓加電感電壓一起給輸出電容充電。所以Boost的關(guān)鍵方程是Vout Vin / (1 - D)。這里有個初學(xué)者總驚訝的結(jié)論當(dāng)D接近1時輸出理論上是無窮大。但現(xiàn)實(shí)中電感繞組電阻、開關(guān)管導(dǎo)通電阻和二極管壓降會限住而且在占空比大于某個值后輸出不再線性上升反而可能下降。更要命的是當(dāng)占空比接近1開關(guān)管關(guān)斷時間極短電感根本沒時間釋放能量輸出跌得一塌糊涂這在開環(huán)測試時特別容易看到。3.2 電感與輸出二極管Boost中最容易被低估的元件Boost電路的電感在輸入側(cè)所以輸入電流是連續(xù)的脈動小但輸出電流是脈沖式的——只有在開關(guān)管關(guān)斷的瞬間輸入電能儲備的能量才通過二極管向輸出傳遞。這意味著二極管承受的是平均值等于輸出電流、但峰值等于電感峰值電流的脈沖電流。如果輸出電流2A紋波系數(shù)0.3電感峰值電流可能就是2.3A二極管必須能承受這個脈沖電流而且反向恢復(fù)要快。輸出電容也一樣它在開關(guān)管導(dǎo)通期間給負(fù)載供電因此其紋波電流RMS值相當(dāng)高。很多人用普通電解電容做輸出結(jié)果紋波電壓超標(biāo)其實(shí)一半原因是電容ESR太大另一半是電容容值不足。我建議用低ESR的聚合物電容或陶瓷電容并聯(lián)單個陶瓷電容的直流偏壓問題也要注意因?yàn)锽oost輸出電壓高偏壓影響更明顯。例如做一個12V升壓輸出電容用的是耐壓16V的陶瓷電容但實(shí)際容值可能掉到額定的一半紋波自然變大。二極管選型這個坑更隱蔽。在傳統(tǒng)非同步Boost中二極管反向恢復(fù)時間會帶來很大的開關(guān)損耗和噪聲。用普通快恢復(fù)二極管FRD做200kHz以上的升壓噪音和溫升都很糟糕?，F(xiàn)在低壓應(yīng)用中基本都換成肖特基導(dǎo)通壓降低且?guī)缀鯖]有反向恢復(fù)問題。如果輸出電壓很高或者耐壓要求超過150V才考慮碳化硅或高壓快恢復(fù)不過對大多數(shù)人接觸的消費(fèi)電子肖特基加同步整流是主流。3.3 右半平面零點(diǎn)Boost的環(huán)路為什么不甘心Boost最讓電源工程師頭疼的不是原理而是控制環(huán)路的右半平面零點(diǎn)RHPZ。這個零點(diǎn)頻率大致位于ω_rhpz ≈ R_load * (1-D)^2 / L。它帶來的結(jié)果是暫時提高占空比最初輸出反而會下降然后才上升——一種“先抑后揚(yáng)”的響應(yīng)這使得環(huán)路增益增大到一定程度后相位滯后特別嚴(yán)重導(dǎo)致不穩(wěn)定。我設(shè)計(jì)一個輸入12V、輸出24V、負(fù)載2A的升壓時R_Load12ΩL20μHD0.5RHPZ頻率約為12×(0.5)^2/(20μ)150kHz。這個頻率不高為了穩(wěn)定我通常把環(huán)路穿越頻率壓到RHPZ頻率的1/5以下也就是30kHz左右。這導(dǎo)致動態(tài)響應(yīng)比Buck要慢負(fù)載瞬態(tài)過沖大。所以很多Boost的規(guī)格書里寫“適用于負(fù)載變化不劇烈的場景”不是隨便說的。如果你非要追求更快的瞬態(tài)響應(yīng)可以減小電感L來把RHPZ推高但代價(jià)是紋波電流增大、效率下降這是一個權(quán)衡。另一個更常規(guī)的選擇是采用峰值電流模式控制它能把兩個極點(diǎn)變成一極一零點(diǎn)讓RHPZ的影響稍微好控制一點(diǎn)。3.4 Boost實(shí)測啟動浪涌與輸出過壓是怎么來的Boost電路有個經(jīng)典現(xiàn)象上電瞬間如果不做軟啟動電感電流會直接沖到高峰輸出有過沖甚至開關(guān)管燒掉。原因是控制環(huán)路還沒來得及閉環(huán)占空比可能默認(rèn)開得很大電感沒有任何限流機(jī)制輸入直接經(jīng)過電感—二極管把輸出電容充電。我實(shí)測過一次12V升24V沒接軟啟動電容輸出沖到28V還帶振鈴嚇得馬上斷電。后來在CLK腳上加了軟啟動電容它能讓輸出電壓爬升時間延長到幾毫秒過沖幾乎消除。另一個常見問題是輸出短路保護(hù)。Boost的輸出端如果被短路電感電流會持續(xù)上升因?yàn)榧词归_關(guān)管關(guān)斷輸入還是通過電感和二極管直通到短路點(diǎn)——這是Boost區(qū)別于Buck的劣勢之一。很多芯片靠電流限制來做短路保護(hù)但你不能只依賴芯片還得核算短路時電感電流是否超過飽和電流。最好的辦法是加輸入側(cè)保險(xiǎn)絲或采用帶hiccup模式的控制器讓芯片每隔一段時間重啟一次。另外同步Boost雖然提高了效率但上下管之間需要確保先開后關(guān)否則同樣會擊穿。而且下管低端開關(guān)管導(dǎo)通時開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓是地上管“體二極管”有反向恢復(fù)損耗占空比大時格外明顯。所以很多同步Boost在輕載下會強(qiáng)制關(guān)閉同步管回到二極管模式以減少開關(guān)損耗這也能讓你看到數(shù)據(jù)手冊里的“PFM”模式是怎么來的。4. Buck-Boost極性翻轉(zhuǎn)的古老方案與四開關(guān)的現(xiàn)代解法4.1 反相Buck-Boost為什么輸出是負(fù)的反相Buck-Boost的電路看起來很像Buck只不過電感放在了輸出側(cè)且輸出電容和負(fù)載都接到了地。上管導(dǎo)通時輸入給電感充磁輸出電容放電維持負(fù)載上管關(guān)斷時電感放電電流經(jīng)二極管流向負(fù)載和輸出電容但注意此時二極管是從開關(guān)節(jié)點(diǎn)指向輸出電容負(fù)極負(fù)載的接地參考點(diǎn)在二極管之前的“地”處因此輸出是負(fù)壓。所以它的電壓關(guān)系是 Vout -D/(1-D) * Vin。比如輸入12VD0.5輸出就是-12VD0.25輸出就是-4VD0.75輸出就是-36V。它既能升壓也能降壓但永遠(yuǎn)是反極性的。負(fù)壓應(yīng)用往往不需要高功率所以很多人用一顆反相Buck-Boost芯片如TPS63700來生成-5V之類的偏壓驅(qū)動OLED或音頻運(yùn)放。反相Buck-Boost有個特點(diǎn)輸出電流是斷續(xù)的因?yàn)槟芰總鬟f是通過“電感中轉(zhuǎn)”完成的輸入和輸出之間沒有共同時鐘的直流通路。這會導(dǎo)致輸出紋波較大同時對輸出電容的RMS電流要求也比較高。實(shí)際設(shè)計(jì)中若輸出電壓不高可以使用較低的開關(guān)頻率加上大電感來緩解但體積和成本會上去。4.2 四開關(guān)Buck-Boost的四種工作狀態(tài)現(xiàn)在大多數(shù)寬輸入電壓產(chǎn)品比如汽車電子的12V/24V系統(tǒng)、電池供電設(shè)備需要的都是非反相、既能升又能降的Buck-Boost。最流行的實(shí)現(xiàn)是四開關(guān)Buck-Boost也叫Four-Switch Buck-BoostFSBB。它由四個MOSFET和一個電感構(gòu)成Q1高壓側(cè)串聯(lián)在輸入到電感Q2低壓側(cè)從電感負(fù)極到地Q3高壓側(cè)從電感到輸出Q4低壓側(cè)從輸出負(fù)極到地。工作時可以分為幾種狀態(tài)Boost模式輸入低于輸出Q1常通直連Q2做主開關(guān)Q3作為同步整流管Q4關(guān)斷。這等效于一個Boost。Buck模式輸入高于輸出Q2常關(guān)或作為同步管反接其實(shí)Q2允許導(dǎo)通形成續(xù)流Q1做主開關(guān)Q4常通輸出地直接連接Q3作為同步整流管。等效于Buck。Buck-Boost過渡模式輸入接近輸出時需要同時調(diào)制Q2和Q3或Q1和Q4讓輸出穩(wěn)定。此時電流路徑更復(fù)雜控制也最難。關(guān)鍵的模式切換點(diǎn)是輸入電壓跨越輸出電壓。四開關(guān)最大的價(jià)值在于開關(guān)時不會讓輸入和輸出短接而且可以做到無縫切換。常見控制方式是當(dāng)輸入稍低于輸出時Q1導(dǎo)通Q2調(diào)節(jié)等效Boost當(dāng)輸入稍高于輸出時Q1調(diào)節(jié)Q4導(dǎo)通Q2關(guān)斷等效Buck在輸入近似等于輸出的死區(qū)內(nèi)用Buck-Boost重疊區(qū)保證占空比不突變。4.3 參數(shù)計(jì)算與模式切換的實(shí)戰(zhàn)細(xì)節(jié)四開關(guān)Buck-Boost的電感電流計(jì)算方法可以分開來看。Buck模式下紋波用Buck公式Boost模式下用Boost公式過渡模式下則要同時考慮輸入和輸出的電壓關(guān)系。一個簡單的計(jì)算示例輸入9V~16V輸出12V/4A開關(guān)頻率400kHz電感取22μH。在Buck模式Vin16V, Vout12V時D12/160.75ΔI_L (16-12)0.75/(400k22μ)0.341A紋波系數(shù)對4A來說約8.5%偏小說明電感量足夠大可以減小到15μH來節(jié)省體積。在Boost模式Vin9V, Vout12V時D1-9/120.25ΔI_L 90.25/(400k15μ)0.375A紋波系數(shù)約9.4%也在合理范圍。峰值電流在滿載時約為40.194.19A選電感時飽和電流至少留30%裕量約5.5A以上。實(shí)際設(shè)計(jì)中最坑的是模式切換時環(huán)路怎么保證一致。很多芯片里會自動在Buck和Boost之間用一個固定的重疊窗口窗口內(nèi)四個管子中有三個在開關(guān)效率略降但控制更連貫。你自己做模擬控制時我建議不要讓占空比在切換點(diǎn)附近有明顯的跳變否則負(fù)載瞬態(tài)會在切換點(diǎn)附近出現(xiàn)臺階。關(guān)于地參考四開關(guān)Buck-Boost的輸出參考地和輸入地是同一點(diǎn)所以在電源系統(tǒng)中處理起來比反相Buck-Boost簡單很多。但正因?yàn)檩斎胼敵鲋边B所以EMI控制反而更嚴(yán)格因?yàn)檎麄€功率環(huán)路上都有高頻電壓變化PCB布局要把輸入環(huán)路和輸出環(huán)路分隔清楚功率地面不能混走信號。5. 方案之外的電源設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)電感選型、環(huán)路補(bǔ)償與PCB布局怎么避坑5.1 電感選型DC偏置曲線與飽和電流三種電路的實(shí)戰(zhàn)里電感選型是共通的也是最容易被輕視的。很多工程師只看了電感上寫的額定電流和飽和電流卻忽略了“電感量隨直流偏置的變化”。一體成型電感或鐵粉芯電感當(dāng)直流電流增大時磁芯逐漸飽和電感量會呈L-I曲線下降。如果你在滿載時電感量已經(jīng)掉到初始值的70%你的紋波計(jì)算、環(huán)路相位都會偏移。我習(xí)慣的做法是根據(jù)滿載峰值電流查L-I曲線確保在該電流下電感量不低于規(guī)格值的80%。比如上面四開關(guān)Buck-Boost的例子峰值電流4.2A我會找飽和電流至少5.5A的電感并實(shí)測在4A左右電感量是否能保持在15μH附近。另外鐵硅鋁磁環(huán)的軟飽和曲線更平滑但損耗大一體成型飽和曲線硬但損耗低、嘯叫少。消費(fèi)電子產(chǎn)品盡量用一體成型既屏蔽EMI又安靜。還有一個細(xì)節(jié)電感直流電阻DCR。DCR大的話滿載效率下降明顯甚至?xí)斐蔁崾Э亍１热?mΩ的電感在4A電流下?lián)p耗16mW10mΩ就是160mW環(huán)境溫度一高散熱差的設(shè)計(jì)就會發(fā)現(xiàn)電感溫度明顯高于其他元件。選完飽和再選DCR別本末倒置。5.2 環(huán)路補(bǔ)償從峰值電流到電壓環(huán)的調(diào)試順序調(diào)試電源環(huán)路是我最常被問的問題。首先要理解你的電源是電壓模式還是峰值電流模式。峰值電流模式的控制對象更簡單次級輸出濾波環(huán)節(jié)少一個極點(diǎn)補(bǔ)償相對容易電壓模式則必須處理LC雙極點(diǎn)需要TYPE III補(bǔ)償。我自己的調(diào)試順序是先不看補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)直接用開環(huán)仿真或Bode儀測量功率級的幅頻和相頻。沒有Bode儀的話可以用負(fù)載瞬態(tài)加示波器來近似加大負(fù)載階躍看輸出電壓是否振鈴多次正常應(yīng)該恢復(fù)到穩(wěn)態(tài)只需一兩個周期。如果振蕩說明相位裕量不足需要降低穿越頻率或增加零點(diǎn)。補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的零點(diǎn)一般設(shè)置在輸出LC極點(diǎn)的1倍左右極點(diǎn)設(shè)置在開關(guān)頻率的1/2附近或稍高一點(diǎn)用來濾除開關(guān)噪聲。穿越頻率我習(xí)慣放在開關(guān)頻率的1/10到1/5對Buck來說輕輕松松對Boost就不得不壓低比如Boost穿越頻率放RHPZ的1/5。如果動態(tài)響應(yīng)還是不夠先檢查電感是不是太小了導(dǎo)致RHPZ頻率太低而不是拼命加環(huán)路帶寬。這算是我當(dāng)年繞了很久才想明白的。5.3 PCB布局功率回路與采樣點(diǎn)不能亂最后講布局。做開關(guān)電源哪怕原理圖完全正確布局一團(tuán)糟也會讓你懷疑人生。核心原則是讓功率環(huán)路的面積最小。對于Buck最小環(huán)路就是上管、下管、輸入電容之間那個三角形區(qū)域?qū)oost而言是把電感、開關(guān)管、二極管、輸出電容之間的回路盡量縮小。高頻電流路徑越短EMI越少。采樣點(diǎn)也很講究。輸出電壓的反饋線要從輸出電容的根部拉出來不要沿著功率走線去取更不要跨過電感的正下方。如果輸出是多電容并聯(lián)采樣點(diǎn)應(yīng)放在負(fù)載附近或離電容稍微進(jìn)負(fù)載一端而不是隨便接在一個電容的引腳上。我見過有人把反饋電阻放在大電感旁邊結(jié)果輕載時電感磁場耦合產(chǎn)生了幾十毫伏的噪聲導(dǎo)致輸出不穩(wěn)。反饋?zhàn)呔€盡量用細(xì)線遠(yuǎn)離開關(guān)節(jié)點(diǎn)必要的時候加一個RC低通濾波。地線處理上功率地和控制地要單點(diǎn)連接控制部分的采樣芯片地不要串接在高頻功率地中間。有個很蠢但常見的錯誤把芯片的AGND接到了下管源極處那里的di/dt非常大會造成地彈噪聲輕則輸出抖動重則芯片觸發(fā)保護(hù)。當(dāng)然這些經(jīng)驗(yàn)不止適用于這三種拓?fù)?。但至少把Buck、Boost、Buck-Boost的脾氣摸清了其他衍生拓?fù)銫uk、SEPIC、Zeta你也能觸類旁通。畢竟開關(guān)電源的本質(zhì)就那么多能量通過電感中轉(zhuǎn)你控制好開關(guān)的時機(jī)和節(jié)奏剩下的就是和噪聲、熱、損耗慢慢相處。我在實(shí)際項(xiàng)目里最深的體會是不要只盯著數(shù)據(jù)手冊里的公式看把示波器夾在開關(guān)節(jié)點(diǎn)上多看看真實(shí)波形很多原理上的直覺就建立起來了。