手上有個(gè)傳感器輸出是 ±1V 的雙極性正弦信號(hào)后面接的卻是一顆只用 3.3V 單電源供電的 ADC。直接把信號(hào)線懟上去會(huì)怎樣負(fù)半周被輸入端的保護(hù)二極管鉗掉正半周超過參考電壓的部分也沒人負(fù)責(zé)采回來的波形像被啃掉兩口的餅。這個(gè)活兒在模擬前端里叫電平搬移口語一點(diǎn)叫信號(hào)平移——把信號(hào)的直流基準(zhǔn)從 0V 抬到 1.65V或者從 -2.5V 抬到 0V總之讓整個(gè)波形落進(jìn)后級(jí)能接受的范圍里。信號(hào)平移跟放大是兩回事。放大改的是擺幅平移改的是中心點(diǎn)但工程上這兩個(gè)動(dòng)作幾乎總是綁在一起做因?yàn)檫\(yùn)放本身的反饋網(wǎng)絡(luò)會(huì)把它們互相牽扯改電阻調(diào)增益偏置跟著跑調(diào)偏置增益又變了。更麻煩的是單電源場(chǎng)景運(yùn)放的地其實(shí)是電源中點(diǎn)很多經(jīng)典電路直接照搬雙電源版本上電就貼軌。這篇就把運(yùn)放做信號(hào)平移的幾套主流拓?fù)潢_講清楚包括傳遞函數(shù)怎么推、偏置為什么會(huì)被增益放大、單電源下怎么繞開這個(gè)坑、以及選料和調(diào)試時(shí)真正會(huì)卡住人的那些參數(shù)。1. 信號(hào)平移到底在移什么從雙極性信號(hào)進(jìn)單電源ADC說起1.1 一個(gè)典型場(chǎng)景±1V 的信號(hào)遇上 0~3.3V 的采樣窗口先把問題描述清楚。假設(shè)前端傳感器的輸出是圍繞 0V 對(duì)稱的 ±1V 信號(hào)擺幅 2V直流分量是 0。后級(jí) ADC 的輸入范圍是 0~3.3V內(nèi)部參考 3.3V負(fù)電壓不僅采不到還會(huì)把輸入端結(jié)構(gòu)搞出問題。這個(gè)時(shí)候需要做的運(yùn)算就是Vout A × Vin B其中 A 是增益B 是平移量。最省事的做法是 A 1、B 1.65V輸出范圍變成 0.65V~2.65V穩(wěn)穩(wěn)落在 3.3V 量程中間。整個(gè)過程不改動(dòng)信號(hào)的形狀只是把它的重心從 0V 挪到 1.65V。要注意這里的 B 是一個(gè)直流量也就是說平移電路的直流精度直接決定了 ADC 讀數(shù)的絕對(duì)誤差。放大電路的增益誤差可以用軟件校準(zhǔn)但平移量的漂移很難用軟件補(bǔ)償因?yàn)樗托盘?hào)本身分不開。這也是為什么平移電路對(duì)運(yùn)放的失調(diào)電壓、基準(zhǔn)源的穩(wěn)定度、電阻的匹配精度比普通放大電路更敏感。1.2 平移量不是隨便給的把信號(hào)擺到ADC量程正中間很多人第一次做這個(gè)電路會(huì)把偏置設(shè)在 0.5V 或者 3V 附近理由是反正只要不撞軌就行。這個(gè)想法在小信號(hào)下勉強(qiáng)能用但會(huì)白白損失動(dòng)態(tài)范圍。按 A 1、輸出擺到 0.65V~2.65V 算實(shí)際用掉的量程是 2V / 3.3V 61%等效損失約 0.7 個(gè) bit如果把偏置放在 1.65V 并且順手把增益提到 1.5輸出變成 0.15V~3.15V用掉 91% 的量程等效損失降到 0.14 個(gè) bit。方案偏置 B增益 A輸出范圍量程利用率12bit 下的等效損失只平移1.65V1.00.65~2.65V61%約 0.7 bit平移輕度放大1.65V1.40.25~3.05V85%約 0.24 bit平移滿量程1.65V1.50.15~3.15V91%約 0.14 bit偏置設(shè)偏0.5V1.0負(fù)半周被切無效無法補(bǔ)救留 150mV 余量不是保守而是有具體原因的。非軌到軌的運(yùn)放輸出級(jí)會(huì)吃掉 0.5V 甚至更多的壓差軌到軌輸出級(jí)在帶載時(shí)也會(huì)掉幾十到幾百毫伏同時(shí) ADC 輸入端和運(yùn)放輸出之間通常還有一個(gè)串聯(lián)限流電阻和采樣電容那邊也會(huì)帶來微小壓降。余量留少了實(shí)測(cè)波形頂部會(huì)出現(xiàn)平頂一查全是運(yùn)放輸出飽和。1.3 平移和放大誰先誰后級(jí)聯(lián)順序決定你會(huì)不會(huì)撞軌如果電路里既有放大又要平移級(jí)聯(lián)順序必須提前想清楚順序搞反了會(huì)踩一個(gè)很隱蔽的坑先放大后平移中間級(jí)的輸出可能已經(jīng)撞軌了。舉個(gè)具體例子。輸入 ±1V需要輸出 ±1.5V 并且抬到 1.65V 中心。如果先做 A 1.5 的放大中間節(jié)點(diǎn)是 ±1.5V這個(gè)電壓對(duì)地是負(fù)的在單電源系統(tǒng)里已經(jīng)超出范圍第二級(jí)還沒開始工作波形就被削了。反過來先平移再放大輸入 ±1V 被抬到 0.15V~2.15V第二級(jí)在此基礎(chǔ)上去掉直流只做交流放大雖然可行但第二級(jí)的偏置又會(huì)被它自己的反饋網(wǎng)絡(luò)二次影響。最穩(wěn)的做法是把平移放在最后一級(jí)的直流通路上讓前面各級(jí)只負(fù)責(zé)交流增益偏置網(wǎng)絡(luò)只出現(xiàn)一次。判斷標(biāo)準(zhǔn)很簡(jiǎn)單從輸入到輸出逐級(jí)算一遍直流工作點(diǎn)任何一級(jí)的靜態(tài)輸出偏離電源中點(diǎn)過遠(yuǎn)就說明順序需要調(diào)整。2. 同相加法器最直觀的平移方案也是最容易被增益坑到的一個(gè)2.1 拓?fù)渑c傳遞函數(shù)推導(dǎo)同相加法器的結(jié)構(gòu)是兩路信號(hào)各經(jīng)一個(gè)電阻匯到運(yùn)放的同相輸入端反相輸入端用 Rf 和 Rg 構(gòu)成反饋分壓。設(shè)輸入信號(hào)經(jīng) R1 進(jìn)來參考電壓 Vref 經(jīng) R2 進(jìn)來那么同相端的電壓是兩路電壓按電導(dǎo)加權(quán)的平均值V (Vin × R2 Vref × R1) / (R1 R2)理想運(yùn)放下同相端不取電流所以這個(gè)分壓關(guān)系很干凈。反相端虛短到 V輸出端的增益來自反饋網(wǎng)絡(luò)Vout (1 Rf / Rg) × V把兩式合并Vout k × (Vin × R2 Vref × R1) / (R1 R2)其中 k 1 Rf / Rg取 R1 R2 R式子立刻簡(jiǎn)化成一個(gè)非常漂亮的形式Vout k × (Vin Vref) / 2 (k/2) × Vin (k/2) × Vref也就是說信號(hào)增益 A k/2平移量 A × Vref。想得到 Vout Vin Vref只要讓 Rf Rg此時(shí) k 2并且兩路輸入電阻相等。這是同相加法器最常用的配置電路只有三只電阻加一只運(yùn)放。2.2 為什么偏置會(huì)被同倍放大預(yù)分壓方案上面那個(gè)結(jié)論里藏著一個(gè)陷阱平移量等于增益乘以參考電壓參考電壓被放大了一倍。如果你的需求是 A 3、B 1.65V按照 A k/2 必須取 k 6于是需要的參考電壓是 1.65 / 3 0.55V而不是 1.65V。我見過太多人在這里翻車參考電壓老老實(shí)實(shí)分壓出 1.65V 接進(jìn)去結(jié)果是輸出直接撞到電源軌示波器上一條直線。原因就是偏置被放大了 3 倍1.65V 變成了 4.95V遠(yuǎn)超供電。這類問題的通用處理方式只有兩條預(yù)分壓法把參考電壓先按 1/A 分壓再接進(jìn)加法器。優(yōu)點(diǎn)是省一個(gè)運(yùn)放缺點(diǎn)是分壓后的基準(zhǔn)源阻抗變高容易被同相端的輸入電阻和信號(hào)源阻抗拉扯精度取決于分壓電阻和加法電阻的匹配。緩沖法用一只運(yùn)放做電壓跟隨器把預(yù)分壓后的基準(zhǔn)緩沖成低阻再送給加法電阻。多一只運(yùn)放和一個(gè)封裝換來的是基準(zhǔn)源幾乎不受負(fù)載影響實(shí)測(cè)漂移明顯更小。如果對(duì)平移量的穩(wěn)定度要求高還有第三種做法用運(yùn)放加參考源搭一個(gè)小恒流源給分流基準(zhǔn)比如并聯(lián)穩(wěn)壓結(jié)構(gòu)提供偏置這樣基準(zhǔn)電壓對(duì)電源紋波和溫度都不那么敏感。代價(jià)是電路復(fù)雜度和靜態(tài)電流上去一般只有精密測(cè)量場(chǎng)合才值得。2.3 三個(gè)電阻的取值交互輸入阻抗、噪聲增益與源阻抗同相加法器的電阻不能只按增益算還要同時(shí)滿足三個(gè)約束。第一是源阻抗約束。理想運(yùn)放的同相端不取電流所以從 Vin 看進(jìn)去的負(fù)載是 R1 串聯(lián) R2因?yàn)?R2 另一端是低阻基準(zhǔn)等于 R1 R2。取 10k 10k 就是 20k如果換成一個(gè) 5k 輸出的傳感器加載效應(yīng)會(huì)讓信號(hào)幅度直接掉一截而且這個(gè)衰減量還隨信號(hào)源內(nèi)阻變化標(biāo)定都標(biāo)不準(zhǔn)。信號(hào)源阻抗偏高時(shí)先加一級(jí)跟隨器比湊電阻劃算。第二是噪聲約束。同相端看到的等效電阻是 R1 并聯(lián) R210k 各一只就是 5k室溫下的熱噪聲密度約為 9.1 nV/√Hz。作為對(duì)比NE5532 的輸入電壓噪聲典型值是 5 nV/√Hz。也就是說在這個(gè)電阻量級(jí)下總噪聲由電阻熱噪聲主導(dǎo)而不是運(yùn)放。想把本底噪聲壓下去只能把 R1、R2、Rf、Rg 整體降一個(gè)數(shù)量級(jí)比如統(tǒng)一用 1k代價(jià)是前級(jí)負(fù)載加重、功耗上升同時(shí)還要注意運(yùn)放的輸出驅(qū)動(dòng)能力是否夠。第三是噪聲增益約束。放大器的閉環(huán)帶寬不是按信號(hào)增益算的而是按噪聲增益 k 1 Rf/Rg 算的。A 1 時(shí)取 Rf Rg 10k噪聲增益是 2一只 GBW 10MHz 的運(yùn)放在這里的閉環(huán)帶寬只有 5MHz如果為了省事把 Rg 取小、Rf 取大噪聲增益會(huì)更大帶寬進(jìn)一步縮水。這一點(diǎn)在第 5 節(jié)還會(huì)展開。3. 差分/減法結(jié)構(gòu)讓偏置穿到輸出而不被放大的技巧3.1 標(biāo)準(zhǔn)差分放大器的傳遞函數(shù)與 R4 接地的陷阱差分放大器減法器是四只電阻加一只運(yùn)放的標(biāo)準(zhǔn)結(jié)構(gòu)同相端經(jīng) R3 接被測(cè)信號(hào)經(jīng) R4 接地反相端經(jīng) R1 接另一路信號(hào)Rf即 R2從輸出反饋回來。在 R1 R3、R2 R4 的匹配條件下傳遞函數(shù)是Vout (R2 / R1) × (Vin ? Vin?)教科書講到這里就停了然后你就發(fā)現(xiàn)這個(gè)式子做平移很難受想上移 1.65V就必須讓 Vin? 等于 ?1.65V/A也就是需要一個(gè)負(fù)電壓參考。在單電源系統(tǒng)里造負(fù)參考要么加充電泵要么從電源上倒過來接兩條路都不省心。問題出在 R4 接地上。R4 接地意味著同相端的下拉是 0V整個(gè)結(jié)構(gòu)的零點(diǎn)就是 0V輸出的直流點(diǎn)必然跟著兩個(gè)輸入的差值走。3.2 把 R4 從地挪到 Vref一個(gè)不被放大的偏置把 R4 的接地端改成接參考電壓 Vref情況完全變了。重新推一遍同相端經(jīng) R3 接 Vin、經(jīng) R4 接 Vref同相端電壓為V (Vin × R4 Vref × R3) / (R3 R4)輸出等于 V 乘以上升到同相端的增益再減去反相端的貢獻(xiàn)Vout V × (1 R2 / R1) ? Vin? × (R2 / R1)代入 V 并且取 R1 R3 R、R2 R4 RfVout (Rf / R) × Vin Vref ? (Rf / R) × Vin?整理一下Vout (Rf / R) × (Vin ? Vin?) Vref這就是整篇文章里最值得記住的一個(gè)結(jié)論把差分放大器的下拉電阻從地挪到參考電壓上參考電壓會(huì)原封不動(dòng)地穿到輸出端不會(huì)被增益放大。增益 A Rf/R 想調(diào)多大調(diào)多大平移量始終等于 Vref兩者徹底解耦。這個(gè)結(jié)構(gòu)在單電源電平搬移里幾乎是標(biāo)配。Vref 直接從 3.3V 用兩只等值電阻分壓出來就是 1.65V配合 A 1 的配置輸出正好居中。前面第 2 節(jié)那個(gè)偏置被放大的坑在這里通過改一個(gè)連接點(diǎn)就繞過去了。需要留意的是Vref 分壓網(wǎng)絡(luò)并不是理想的低阻源。兩只 10k 分壓得到的 1.65V戴維南等效內(nèi)阻是 5k它和 R4 并聯(lián)之后會(huì)改掉同相端的分壓比導(dǎo)致實(shí)際平移量偏離設(shè)計(jì)值。計(jì)算時(shí)要把這個(gè) 5k 算進(jìn)去或者干脆用一只跟隨器把分壓點(diǎn)緩沖一下實(shí)測(cè)中后者的平移精度明顯更穩(wěn)。3.3 四個(gè)電阻的匹配誤差如何吃掉共模抑制比差分結(jié)構(gòu)的精度幾乎全押在電阻匹配上。四只電阻中任何一只偏離標(biāo)稱值都會(huì)把兩路輸入的增益比例拉歪共模抑制比CMRR隨之崩掉。工程上的最壞情況估算可以粗略寫成CMRR ≈ 20 × log10 [ (1 Rf / R1) / (4 × t) ]其中 t 是單只電阻的相對(duì)容差最壞情況假設(shè)各電阻偏差方向相反。按 Rf/R1 1 代入得到下面這張對(duì)照表。電阻容差最壞情況 CMRR對(duì) 1V 共模干擾的殘留適用場(chǎng)合5%碳膜約 20 dB100 mV只做通斷判斷1%厚膜貼片約 34 dB20 mV一般工業(yè)采集0.1%薄膜約 54 dB2 mV精密測(cè)量集成匹配網(wǎng)絡(luò)0.05% 量級(jí)約 60 dB 以上1 mV 以內(nèi)高共模抑制場(chǎng)合這張表最值得看的一列是對(duì) 1V 共模干擾的殘留。如果現(xiàn)場(chǎng)有 1V 的工頻共模電壓電機(jī)、變頻器邊上很常見1% 電阻帶來的 20mV 殘留會(huì)直接疊在平移量上看起來像是偏置自己漂了。所以做信號(hào)平移時(shí)不要吝嗇電阻精度尤其是把平移量當(dāng)作絕對(duì)精度指標(biāo)來用的場(chǎng)合。4. 反相加法器與兩級(jí)級(jí)聯(lián)什么時(shí)候值得多用一個(gè)運(yùn)放4.1 反相加法器的符號(hào)問題與負(fù)基準(zhǔn)的生成方式反相加法器是另一個(gè)經(jīng)典結(jié)構(gòu)輸入信號(hào)經(jīng) R1 到反相端參考經(jīng) R2 也到反相端Rf 從輸出反饋到反相端同相端接地或者接中點(diǎn)。傳遞函數(shù)是兩個(gè)輸入分別按 -Rf/R 加權(quán)求和Vout ?(Rf / R1) × Vin ? (Rf / R2) × Vref它最大的特點(diǎn)是反相端是真正的虛地同相端靜態(tài)電壓固定輸入端沒有共模擺幅。這個(gè)特性帶來兩個(gè)好處一是共模失真小二是輸入端寄生電容與源阻抗的相互作用更容易預(yù)測(cè)高頻下更穩(wěn)定。所以高保真、低失真場(chǎng)合反相結(jié)構(gòu)一直更受歡迎。但用在單電源平移上它有兩個(gè)繞不開的麻煩。第一是符號(hào)信號(hào)增益是負(fù)的想讓最終輸出是同相的要么在參考電壓上做文章要么后面再跟一級(jí)反相器。第二是偏置極性要讓 Vout 上移?(Rf/R2) × Vref 必須是正的也就是 Vref 本身得是負(fù)的。在單電源系統(tǒng)里生成負(fù)參考的常見做法是用一路反相器把分壓出來的正基準(zhǔn)反成負(fù)的本質(zhì)是增益為 ?1 的反相放大參考點(diǎn)取中點(diǎn)或者用開關(guān)電容式反相器把正壓翻成負(fù)壓。兩種方式都會(huì)引入額外的噪聲和漂移不如第 3 節(jié)那個(gè)參考穿透的差分結(jié)構(gòu)來得干凈。結(jié)論是反相加法器適合雙電源系統(tǒng)或者適合平移量固定、精度要求不苛刻的場(chǎng)合如果系統(tǒng)是單電源且對(duì)偏置精度有要求優(yōu)先考慮差分結(jié)構(gòu)。4.2 先同相放大再反相放大可行嗎這是在做多級(jí)前端時(shí)經(jīng)常冒出來的問題。答案是可行但要接受三類代價(jià)而且要提前算清楚。第一類是直流失調(diào)的符號(hào)翻轉(zhuǎn)和累積。設(shè)第一級(jí)是同相放大其輸出失調(diào)是 Vos1 × NG1NG 是噪聲增益第二級(jí)是反相放大它會(huì)把前級(jí)的失調(diào)連同自己的失調(diào)一起反相并再放大一遍?？偟妮敵鍪д{(diào)不再是單個(gè)運(yùn)放的指標(biāo)而是兩級(jí)失調(diào)按各自增益加權(quán)的結(jié)果。精密場(chǎng)合用兩級(jí)放大時(shí)總失調(diào)會(huì)明顯劣于單級(jí)。第二類是偏置量被后級(jí)再乘一遍。如果第一級(jí)里帶了一個(gè) 1.65V 的平移量第二級(jí)反相放大倍數(shù)是 ?1輸出端這個(gè)偏置就變成了 ?1.65V整個(gè)符號(hào)反了得重新補(bǔ)一個(gè)基準(zhǔn)。所以更好的安排是前級(jí)只做交流放大把平移網(wǎng)絡(luò)留在最后一級(jí)的直流通路上這樣偏置只被處理一次前面的增益怎么調(diào)都不影響最終的中心點(diǎn)。第三類是負(fù)載與阻抗。反相級(jí)的輸入阻抗等于它的輸入電阻 R1對(duì)前級(jí)來說就是一個(gè)實(shí)打?qū)嵉呢?fù)載。如果 R1 取 10k前級(jí)輸出就得能驅(qū)動(dòng) 10k同時(shí)還要考慮前級(jí)輸出級(jí)在接近軌時(shí)的線性度。一個(gè)實(shí)用的經(jīng)驗(yàn)是兩級(jí)結(jié)構(gòu)用同相 反相的組合比反相 反相多拿一份高輸入阻抗的優(yōu)勢(shì)但比同相 同相多一次符號(hào)折騰。如果最終輸出極性要求是同相最省事的是同相放大加最后一級(jí)差分平移一共兩只運(yùn)放直流鏈路最干凈。4.3 交流耦合加偏置電阻最省事的方案代價(jià)是丟掉直流如果信號(hào)是純交流、不含任何有用的直流信息那還有一個(gè)只用一只電容和兩只電阻的方案信號(hào)經(jīng)隔直電容 C 耦合到節(jié)點(diǎn)節(jié)點(diǎn)再由兩只等值電阻分壓到電源中點(diǎn)然后送進(jìn)后級(jí)。這是最簡(jiǎn)單、成本最低的平移方式。它的低頻截止頻率是 f 1 / (2πRC)其中 R 是耦合電容看到的總等效電阻。取 C 1μF、R 10k||10k 5k截止頻率約為 32Hz如果信號(hào)下限是 20Hz這個(gè)截止點(diǎn)就太靠上了幅度和相位都會(huì)有明顯偏差得把電容加大到 4.7μF 或者把電阻提高到 47k 量級(jí)。代價(jià)也很清楚直流分量全部丟失偏置的精度完全取決于分壓電阻和電源的穩(wěn)定度而且上電建立時(shí)間由 RC 決定。分壓點(diǎn)通常還要并一只大電容10μF 量級(jí)來降低基準(zhǔn)噪聲但這會(huì)讓建立時(shí)間進(jìn)一步拉長(zhǎng)——10μF 配 5k時(shí)間常數(shù) 50ms穩(wěn)到 1% 需要大約 230ms這就是上電后輸出要等一下才準(zhǔn)的原因。測(cè)試時(shí)如果不等讀數(shù)會(huì)偏低或者偏高容易誤判成電路有問題。5. 平移電路里真正卡人的運(yùn)放參數(shù)Vos、GBW、SR、CMRR5.1 失調(diào)電壓與失調(diào)電流輸出端直流誤差怎么算信號(hào)平移的絕對(duì)精度直接被運(yùn)放的直流指標(biāo)決定因?yàn)槠揭屏勘旧砭褪且粋€(gè)直流量。輸出端的直流誤差可以用一個(gè)統(tǒng)一的形式估算Vos_out ≈ (Vos Ios × R_bal) × NG其中 Vos 是輸入失調(diào)電壓Ios 是輸入失調(diào)電流兩輸入偏置電流之差R_bal 是兩端等效直流電阻的差值NG 是噪聲增益對(duì)同相和反相結(jié)構(gòu)都等于 1 Rf/Rg差分結(jié)構(gòu)也要單獨(dú)推。如果兩端直流電阻配平Ib 的一次項(xiàng)互相抵消只剩 Ios 項(xiàng)。拿數(shù)字說話。一只通用雙極運(yùn)放的 Vos 典型值在 0.5mV 量級(jí)最大值可能到 4~5mV具體看廠家和等級(jí)。在 A 1 的差分結(jié)構(gòu)里這個(gè)失調(diào)會(huì)原樣出現(xiàn)在輸出端。4mV 相對(duì)于 3.3V 滿量程是 0.12%折算到 12bit ADC 大約是 5 個(gè) LSB 的固定偏移。如果系統(tǒng)要求 1 LSB 以內(nèi)的直流精度就必須換用低失調(diào)運(yùn)放或者加調(diào)零網(wǎng)絡(luò)。輸入偏置電流的影響同樣不能忽略。雙極輸入運(yùn)放的 Ib 在幾十到幾百 nA 量級(jí)如果兩端直流電阻差了 10k產(chǎn)生的誤差就是 Ib × 10k比如 100nA × 10k 1mV與 Vos 同量級(jí)。CMOS 或 JFET 輸入運(yùn)放的 Ib 在 pA 量級(jí)這個(gè)誤差項(xiàng)基本可以忽略但它們的 Vos 溫漂往往不如精密雙極運(yùn)放。Ios × ΔR 和 Vos 是兩個(gè)獨(dú)立的誤差源選料時(shí)要分別對(duì)照信號(hào)源阻抗來評(píng)估不能只看 Vos 一個(gè)指標(biāo)。5.2 GBW 與壓擺率的分工以及余量該留多少閉環(huán)帶寬按噪聲增益算f_cl GBW / NG注意是噪聲增益而不是信號(hào)增益。反相放大的信號(hào)增益是 Rf/R1但噪聲增益是 1 Rf/R1兩者差 1。當(dāng)增益取 10 時(shí)這個(gè)差別可以忽略當(dāng)增益取 0.1衰減時(shí)噪聲增益仍然是 1.1帶寬遠(yuǎn)小于按信號(hào)增益算的結(jié)果這就是為什么衰減電路不能隨便選慢運(yùn)放。余量怎么留我的習(xí)慣是小信號(hào)場(chǎng)合要求 f_cl 至少是最高信號(hào)頻率的 10 倍因?yàn)殚]環(huán)增益在截止頻率之前就開始滾降再加上有限相位裕度帶來的峰化5 倍余量下高頻段的增益平坦度已經(jīng)開始難看。壓擺率是另一回事它管的是大信號(hào)和高頻大幅值的組合。所需壓擺率按下式估算SR_need 2π × f × Vpk舉一個(gè)具體的10kHz、幅度 1V 的正弦所需壓擺率是 2π × 10? × 1 ≈ 0.063 V/μs把頻率提到 100kHz所需壓擺率變成 0.63 V/μs。一只老式的通用雙極運(yùn)放壓擺率典型值只有 1V/μs 左右在 100kHz 下只剩 1.6 倍余量失真已經(jīng)開始抬頭而一只 NE5532 級(jí)別的運(yùn)放壓擺率在 9V/μs 量級(jí)同樣的工況下余量超過 14 倍非常輕松。余量留多少分兩種情況。如果只要求波形不失真1.5~2 倍就夠如果對(duì)失真指標(biāo)有要求比如 THD 要做到 0.01% 量級(jí)經(jīng)驗(yàn)上要留 3~5 倍因?yàn)閴簲[率限制不是硬性截止而是在接近極限時(shí)失真迅速惡化。還要注意全功率帶寬這個(gè)概念FPBW SR / (2π × Vpk)它給出的是在給定輸出幅度下壓擺率允許的最高頻率做帶寬規(guī)劃時(shí)用這個(gè)數(shù)比用 GBW 更貼近實(shí)際。5.3 CMRR、THD 與結(jié)構(gòu)選擇的關(guān)系共模抑制比和總諧波失真之間確實(shí)有關(guān)系而且關(guān)系比想象中直接。運(yùn)放的輸入級(jí)對(duì)共模電壓的響應(yīng)不是完全線性的CMRR 本身也會(huì)隨頻率下降。當(dāng)輸入端存在擺動(dòng)的共模電壓時(shí)這部分非線性會(huì)被部分轉(zhuǎn)換為差模信號(hào)最終以共模失真的形式出現(xiàn)在 THD 里。這就解釋了一個(gè)老經(jīng)驗(yàn)同樣的運(yùn)放接成反相放大的 THD 通常低于同相放大。反相結(jié)構(gòu)的兩個(gè)輸入端都是虛地共模電壓基本恒定共模失真幾乎為零同相結(jié)構(gòu)的輸入端直接跟著信號(hào)擺動(dòng)共模失真直接進(jìn)入輸出。信號(hào)幅度越大、頻率越高差別越明顯。平移電路的選擇因此多了一條依據(jù)如果信號(hào)本身幅度不大、對(duì)失真也不敏感同相加法器或差分結(jié)構(gòu)都行如果信號(hào)幅度大、帶寬高或者后端是音頻級(jí)的測(cè)量?jī)?yōu)先考慮反相結(jié)構(gòu)或者輸入共模恒定的差分結(jié)構(gòu)。另外外部電阻失配造成的系統(tǒng)級(jí) CMRR往往比運(yùn)放自身的 CMRR 更差這一點(diǎn)在 3.3 節(jié)已經(jīng)算過了選電阻的優(yōu)先級(jí)不低于選運(yùn)放。5.4 RFI 整流與輸入端的低通為什么輸出直流點(diǎn)會(huì)慢慢漂有個(gè)現(xiàn)象很折磨人電路在實(shí)驗(yàn)室里一切正常裝到現(xiàn)場(chǎng)后輸出的直流點(diǎn)開始緩慢漂移幅度在幾十毫伏量級(jí)還找不到明顯規(guī)律。這種情況有一大半是射頻整流造成的。運(yùn)放的輸入級(jí)晶體管在射頻信號(hào)面前表現(xiàn)得像個(gè)非線性器件輸入端的射頻干擾會(huì)被整流成直流分量表現(xiàn)為輸出直流點(diǎn)的偏移或低頻噪聲。信號(hào)平移電路對(duì)這個(gè)問題格外敏感因?yàn)槠揭屏勘旧砭褪侵绷髦笜?biāo)輸入端任何微小的直流誤差都會(huì)原樣輸出。三個(gè)改善手段輸入端加 RC 低通。比如串 100Ω、并 1nF截止頻率約 1.6MHz如果信號(hào)帶寬只有幾十 kHz把電容加大到 10nF 讓截止點(diǎn)降到 160kHz抑制效果更好同時(shí)不影響有用信號(hào)。反饋電阻并聯(lián)小電容。在 Rf 上并一只幾十到幾百 pF 的電容既限制高頻增益又改善相位裕度對(duì)付射頻干擾非常有效。但要注意這個(gè)電容和輸入端的寄生電容一起決定了高頻響應(yīng)取值不能拍腦袋?？s短輸入引線把 RC 盡量靠近運(yùn)放管腳。長(zhǎng)導(dǎo)線就是天線走線越長(zhǎng)拾取越多濾波器位置錯(cuò)了等于沒裝。判斷是不是射頻整流還有一個(gè)簡(jiǎn)單辦法用手捏住輸入端導(dǎo)線看輸出直流是否明顯變化或者把電路放進(jìn)金屬盒里再測(cè)一遍漂移消失基本可以確認(rèn)。6. 單電源實(shí)戰(zhàn)把 ±1V 正弦搬到 0.65~2.65V 并送進(jìn) 3.3V ADC6.1 指標(biāo)拆解與拓?fù)溥x型目標(biāo)定得具體一點(diǎn)輸入 ±1V 正弦1kHz~10kHz電源 3.3V 單電源輸出送到 12bit ADC要求輸出范圍落在 0.3V~3.0V 之間中心點(diǎn) 1.65V直流精度優(yōu)于 1%。按第 3 節(jié)的結(jié)論選差分型電平搬移信號(hào)進(jìn)同相端同相端下拉電阻接 1.65V 參考反相端接地取 R1 R3 10k、Rf R2 10k增益 A 1輸出就是 Vin 1.65V實(shí)際范圍 0.65V~2.65V中心 1.65V。這個(gè)方案的好處是偏置不被增益放大兩只 10k 分壓就能給出參考元件最少。如果要充分利用量程把增益提到 1.4則 Rf R2 14k用 14k 或者 13k 1k 拼輸出變成 0.25V~3.05V一共三只不同阻值元件還是五個(gè)。增益一高對(duì)電阻匹配的要求也跟著提高這一條要權(quán)衡。6.2 參數(shù)計(jì)算與元件清單NE5532 還是 4558先回答一個(gè)高頻問題NE5532 和 4558 能不能用在這個(gè) 3.3V 單電源場(chǎng)景答案是不能。這兩只都是為 ±5V 到 ±15V 雙電源設(shè)計(jì)的老式雙極運(yùn)放手冊(cè)的推薦工作電壓下限遠(yuǎn)高于 3.3V輸入端共模范圍也離負(fù)軌很遠(yuǎn)。硬塞進(jìn) 3.3V 單電源最常見的結(jié)果是輸出根本出不來波形或者只有在很窄的輸入范圍里勉強(qiáng)工作。3.3V 單電源場(chǎng)合必須選低壓軌到軌RRIO運(yùn)放這是一條硬約束不是優(yōu)化項(xiàng)。器件類型典型工作電壓輸入共模范圍3.3V 單電源可用性適用場(chǎng)景NE5532 類雙極±5V 起不達(dá)負(fù)軌不可用±15V 音頻前端4558 類雙極±4V 起不達(dá)負(fù)軌不可用老式消費(fèi)音頻通用 RRIO CMOS1.8V 起軌到軌推薦3.3V 傳感器前端零漂移斬波型2.5V 起軌到軌推薦精密場(chǎng)合高直流精度采集電阻全部選 0.1% 薄膜1.65V 參考由 3.3V 經(jīng)兩只等值電阻分壓得到并在分壓點(diǎn)并 1μF 電容降噪。注意分壓點(diǎn)的戴維南內(nèi)阻是 5k會(huì)和 R4 并聯(lián)改變分壓比兩個(gè)選擇把分壓電阻降到 1k 量級(jí)靜態(tài)電流 1.65mA可以接受或者加一只跟隨器緩沖。分壓點(diǎn)并 10μF 會(huì)讓上電建立時(shí)間變長(zhǎng)調(diào)試時(shí)要等穩(wěn)定再讀數(shù)。參數(shù)核算我習(xí)慣用一段腳本先跑一遍避免手算出錯(cuò)# 單電源差分型電平搬移關(guān)鍵參數(shù)核算 import math Vin_pk 1.0 # 輸入信號(hào)幅度 V Vcc 3.3 # 單電源 V Vref Vcc / 2 # 目標(biāo)偏置 1.65 V margin 0.15 # 輸出端預(yù)留余量 V A_max (Vref - margin) / Vin_pk print(允許的最大增益 A %.3f % A_max) A 1.0 R1 R3 10e3 Rf R2 R4 A * R1 print(R1R3%.0f RfR2R4%.0f % (R1, Rf)) GBW 10e6 # 手冊(cè)典型值按實(shí)際器件替換 NG 1 Rf / R1 f_sig 10e3 f_cl GBW / NG print(閉環(huán)帶寬 %.2f MHz10kHz 處余量 %.0f 倍 % (f_cl / 1e6, f_cl / f_sig)) SR_need 2 * math.pi * f_sig * (Vin_pk * A) print(所需壓擺率 %.4f V/us % (SR_need / 1e6)) k, T 1.38e-23, 300 R_par (R1 * R2) / (R1 R2) en math.sqrt(4 * k * T * R_par) print(同相端等效電阻熱噪聲 %.1f nV/rtHz % (en * 1e9))跑出來的幾個(gè)數(shù)字很說明問題閉環(huán)帶寬在 MHz 量級(jí)對(duì)本例的 10kHz 信號(hào)余量幾百倍完全不是瓶頸所需壓擺率不到 0.1V/μs幾乎任何器件都能滿足而 10k 電阻組成的加法網(wǎng)絡(luò)熱噪聲密度在 9nV/√Hz 量級(jí)如果選的是噪聲更低的運(yùn)放本底噪聲反而會(huì)被電阻主導(dǎo)。這三個(gè)結(jié)論一起說明這類中低速平移電路的瓶頸在直流精度和電阻不在帶寬和速度。選型的注意力應(yīng)該放在 Vos、Ib 和電阻匹配上而不是盯著 GBW 越大越好。6.3 上電調(diào)試順序與實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)我調(diào)試這類電路有一套固定順序比上電看波形高效得多。不接輸入信號(hào)先量靜態(tài)工作點(diǎn)。輸入端對(duì)地短接用萬用表量同相端、反相端和輸出端電壓。理想情況下三者都應(yīng)該等于 1.65V虛短成立實(shí)測(cè)偏差在幾毫伏以內(nèi)說明直流鏈路正常。如果輸出明顯偏離 1.65V先查分壓電阻再查運(yùn)放供電。量?jī)啥穗妷翰?。同相端和反相端的電壓差?yīng)該在 Vos 量級(jí)幾毫伏。如果差到幾十毫伏運(yùn)放可能已經(jīng)進(jìn)入非線性區(qū)或者反饋電阻沒焊好。接入信號(hào)示波器用直流耦合看輸出。重點(diǎn)看三件事波形的中心是不是在 1.65V 附近峰峰值是不是等于 2VA 1 時(shí)頂部和底部有沒有平頂。換交流耦合看波形質(zhì)量把示波器帶寬限制打開觀察有沒有高頻毛刺或振蕩。有毛刺就去查反饋電容和輸入 RC有振蕩就去做第 7 節(jié)的排查。掃頻確認(rèn)增益平坦度。從 100Hz 掃到 100kHz看輸出幅度變化是否在 1% 以內(nèi)。如果高頻段幅度下降明顯按 GBW / NG 反推閉環(huán)帶寬判斷是不是帶寬不夠。按這套流程走一遍實(shí)測(cè)輸出中心點(diǎn)通常在 1.65V ± 5mV 以內(nèi)峰峰值誤差取決于電阻精度0.1% 電阻下一般能進(jìn) 0.5%。6.4 在 circuitjs 里驗(yàn)證直流工作點(diǎn)與增益仿真在電路調(diào)試?yán)锏膬r(jià)值是驗(yàn)證直流工作點(diǎn)和增益不是驗(yàn)證噪聲和精度。這兩件事仿真給不了答案得靠實(shí)測(cè)。在 circuitjs 里搭這個(gè)差分搬移結(jié)構(gòu)有一件事容易讓人困惑運(yùn)放模型的開環(huán)增益怎么設(shè)成無窮大。實(shí)際上 circuitjs 的運(yùn)放元件本身就是一個(gè)高開環(huán)增益的受控源模型它沒有把增益填成無窮大的入口也沒必要有——閉環(huán)增益由外部電阻決定只要開環(huán)增益足夠高虛短就成立。如果仿真里想更接近理想可以用受控電壓源代替把增益設(shè)到 1e5 或 1e6 量級(jí)效果就是理想運(yùn)放了。仿真時(shí)我一般看三件事一是用探針看同相端的實(shí)際電壓確認(rèn)參考分壓沒有被 R4 和分壓內(nèi)阻的并聯(lián)效應(yīng)拉偏這是實(shí)際電路最容易出錯(cuò)的地方仿真里同樣會(huì)體現(xiàn)二是把輸入輸出接到同一張示波器上用直流耦合看中心點(diǎn)三是掃幾個(gè)頻點(diǎn)看增益是否平坦。至于穩(wěn)定性、失真和噪聲仿真里的模型太理想?yún)⒖純r(jià)值有限不如直接上板實(shí)測(cè)。7. 排錯(cuò)鏈路輸出貼軌、自激、零漂按什么順序查7.1 輸出貼軌從基準(zhǔn)源往回倒查的六步輸出貼在電源軌上不動(dòng)是這個(gè)電路最經(jīng)典的故障。我的排查順序是從后往前倒查因?yàn)樵娇亢蟮沫h(huán)節(jié)越容易出問題斷輸入。把輸入信號(hào)斷開輸入端對(duì)地接一個(gè)電阻模擬源阻抗。如果輸出仍然貼軌問題在直流鏈路與信號(hào)無關(guān)如果恢復(fù)正常問題出在信號(hào)源或耦合環(huán)節(jié)。量同相端電壓。同相端應(yīng)該等于設(shè)計(jì)的偏置電壓。偏差大就先查分壓電阻的阻值和焊接特別容易出問題的是分壓點(diǎn)并被誤焊到電源或地的電容。量反相端電壓。如果同相端正常而反相端不跟隨檢查反饋電阻是否虛焊、反饋?zhàn)呔€是否斷開。反饋斷了運(yùn)放就是開環(huán)狀態(tài)輸出必然貼軌。量運(yùn)放供電。單電源電路里運(yùn)放的負(fù)電源腳接的是地而不是負(fù)壓這一點(diǎn)在照著雙電源圖改單電源時(shí)特別容易搞錯(cuò)。同時(shí)確認(rèn)供電電壓在器件的工作范圍內(nèi)。算一遍轉(zhuǎn)載效應(yīng)。把參考源的內(nèi)阻代進(jìn)去重算同相端電壓。分壓點(diǎn)內(nèi)阻和下拉電阻并聯(lián)會(huì)讓實(shí)際偏置低于設(shè)計(jì)值偏得多了就會(huì)撞到某一側(cè)的軌。替換法。上面五步都正常換一只運(yùn)放或者換一批電阻再試。這一步不要省我遇到過運(yùn)放管腳有隱性裂紋、看上去焊好了實(shí)際開路的情況。7.2 70 倍增益下 4558 為什么容易叫噪聲增益、相位裕度與布局4558 在 70 倍增益下會(huì)不會(huì)自激這個(gè)問題得分開看。按噪聲增益算70 倍閉環(huán)增益對(duì)應(yīng)噪聲增益 714558 的 GBW 在 3MHz 量級(jí)此時(shí)閉環(huán)帶寬只有約 42kHz從帶寬角度看完全不是問題運(yùn)放在這個(gè)增益下反而是最穩(wěn)的工況之一。所以自激的原因通常不在增益本身而在這幾件事上反相輸入端的寄生電容。這是最常見的原因。反相端的輸入電容運(yùn)放輸入電容加布線電容幾個(gè) pF 到十幾 pF和輸入電阻構(gòu)成一個(gè)高頻極點(diǎn)會(huì)和反饋網(wǎng)絡(luò)一起吃掉相位裕度增益越高越危險(xiǎn)。標(biāo)準(zhǔn)對(duì)策是在 Rf 上并聯(lián)一只小電容 Cf經(jīng)驗(yàn)條件是 Rf × Cf ≥ R1 × Cin。取 R1 1k、Cin 10pF則 Rf × Cf ≥ 10ns如果 Rf 70kCf 取 150pF 就夠同時(shí)把閉環(huán)帶寬限制在 1/(2πRfCf) ≈ 15kHz 附近要確認(rèn)不影響信號(hào)帶寬。容性負(fù)載。輸出直接接長(zhǎng)電纜、或者接 ADC 的采樣電容網(wǎng)絡(luò)等效容性負(fù)載會(huì)讓輸出級(jí)的相位裕度進(jìn)一步惡化。對(duì)策是輸出串一只 22~100Ω 的隔離電阻把容性負(fù)載和運(yùn)放輸出級(jí)隔開。電源去耦不良。電源腳沒有就近的 100nF 電容或者地線走成了長(zhǎng)回路都會(huì)通過電源耦合形成正反饋。每只運(yùn)放的電源腳旁邊放 100nF 瓷片電容盡量貼近管腳再在電源入口放 10μF 電解。布局問題。反饋?zhàn)呔€繞遠(yuǎn)、輸入走線和輸出走線平行相鄰寄生耦合足以讓高增益級(jí)自激。反饋電阻緊貼運(yùn)放放置輸入走線盡量短。排查自激的實(shí)操手法用示波器看輸出有沒有幾百 kHz 到幾 MHz 的持續(xù)振蕩用鑷子尖碰一下反相端看振蕩頻率是否變化變化說明是相位裕度問題把負(fù)載斷開看振蕩是否停止停止說明是容性負(fù)載引起把輸入短接到地看是否還在振還在振說明和信號(hào)路徑無關(guān)是布局或電源問題。7.3 偏置隨頻率和時(shí)間變化兩類完全不同的原因平移量不穩(wěn)定分兩類原因完全不同排查方式也不同。隨頻率變通常是交流耦合造成的。如果電路里用了隔直電容低頻段電容阻抗升高信號(hào)被衰減同時(shí)分壓偏置點(diǎn)的負(fù)載也在變化輸出中心點(diǎn)看起來隨頻率漂。用直流耦合的信號(hào)源和示波器不用探頭上的 AC 擋就能區(qū)分如果直流耦合下中心點(diǎn)穩(wěn)定說明問題在測(cè)量方式或耦合電容不在電路本身。另一類隨頻率變的原因是兩路加法信號(hào)的相移不同加法系數(shù)隨頻率變化這通常出現(xiàn)在帶寬不夠的運(yùn)放上。隨時(shí)間漂主要看三個(gè)方向。一是溫度用手摸或者用熱風(fēng)輕吹電阻和運(yùn)放輸出直流跟著動(dòng)說明是電阻溫漂或運(yùn)放的 Vos 溫漂用低溫度系數(shù)電阻25ppm/℃ 量級(jí)和低溫漂運(yùn)放能明顯改善。二是自熱大阻值電阻上的功耗會(huì)讓自身溫度慢慢變化整個(gè)漂移過程要幾分鐘才穩(wěn)定把阻值整體降一個(gè)數(shù)量級(jí)能緩解。三是射頻整流判斷方法在第 5.4 節(jié)講過用手捏輸入端看漂移是否變化。7.4 供電、去耦與地線的經(jīng)驗(yàn)做法最后說幾條布局和供電上的常規(guī)做法都是踩過坑之后留下來的習(xí)慣。去耦電容就近放。每只運(yùn)放的電源腳配一只 100nF 瓷片位置盡量貼近管腳引線越短越好電源入口再放一只 10μF 電解或鉭電容做儲(chǔ)能。平移電路的直流精度對(duì)電源噪聲敏感去耦做不好輸出上會(huì)看到和電源紋波同頻的偏置抖動(dòng)。地線單點(diǎn)匯流。信號(hào)地、參考地、電源地在一點(diǎn)匯合不要讓大電流回路從信號(hào)地上穿過。參考分壓點(diǎn)的地尤其要干凈因?yàn)樗苯記Q定偏置電壓一旦被地電流污染平移量就帶上了噪聲。輸出驅(qū)動(dòng)容性負(fù)載要隔離。如果平移后的信號(hào)要去驅(qū)動(dòng)后級(jí)的柵極結(jié)構(gòu)很多人習(xí)慣說成基極嚴(yán)謹(jǐn)一點(diǎn)應(yīng)該說柵極注意柵極本質(zhì)上是容性負(fù)載而且容量不小。運(yùn)放輸出直接接上去很容易振蕩串一只 22~100Ω 的隔離電阻再在柵極附近留一個(gè)泄放電阻穩(wěn)定性會(huì)好很多?；鶞?zhǔn)源盡量用低阻。分壓得到的參考電壓看著簡(jiǎn)單但它的內(nèi)阻會(huì)和電路里的其他電阻相互作用。要求平移精度高的時(shí)候加一只跟隨器緩沖分壓點(diǎn)或者用運(yùn)放搭個(gè)低阻基準(zhǔn)比反復(fù)調(diào)整分壓電阻靠譜得多。我自己做過的幾個(gè)項(xiàng)目里從分壓直連改成分壓加緩沖之后平移量的批次一致性改善非常明顯這部分成本換來的穩(wěn)定性是完全值得的。